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对于负责复杂电路板各个方面的工程师，针对特定的负载选用最合适的稳压器，是一项
令人困扰的工作。工程师需要针对具体应用，确定电源的关键指标，然后选取合适的稳
压器。
细节决定成败
在为便携式产品选择稳压器时，需要考虑负载率和负载特性这些重要的细节问题。负载
率是指：用电设备工作的时间和待机(或消耗很小电流)的时间的比值。负载特性是指：
正常工作时，负载电流是恒定的，还是在最小电流和最大满载电流之间变化。
工程师为什么需要考虑负载率和负载特性？设备的负载特性在我们选取稳压器的静态电
流(IQ)时会很有用。比如，如果稳压器大部分时间都满负载工作，那么选用超低静态电
流IQ的稳压器意义不大。在负载电流远远高于稳压器的静态电流时，完全没有必要选取
超低静态电流的稳压器。如果(设备的)负载率低，并且在待机或休眠时稳压器允许被关
断，选取低关断电流的稳压器比较重要。如果(设备的)负载率低，但稳压器需要一直供
电，那么选取具有低静态电流IQ的稳压器比较重要。另外，正常工作时，如果稳压器大
部分时间为轻载，那么稳压器的超低工作电流对于优化效率及延长电池工作时间非常重
要。
选择控制方式
稳压器控制方式的选择很重要。控制器有几种不同的控制方式：需要优化轻载效率时，
一般采用滞回或PFM控制方式。输出噪声要求较低时，需要采用脉宽调制(PWM)控制方
式。PWM类型的稳压器开关频率固定，噪声比较容易被滤除。而PFM类型的稳压器在轻载
时开关频率较低，负载电流增大时开关频率增高。
有些稳压器提供两种工作模式，工作模式可以在PWM和SKIP (跳脉冲)模式之间切换。在
轻载时，SKIP模式相对于PWM模式，电源的整体效率得到改善。图1为开关稳压器
MAX15053在SKIP模式下，典型的效率曲线。值得一提的是，MAX15053的典型工作电流为
1.53mA。在便携式应用中，如果负载率较低，负载电流又接近额定电流，则该开关稳压
器是比较理想的选择。前提是：在待机时，稳压器允许被关断。如果在待机和休眠时，
稳压器要保持工作状态，就需要采用低工作电流的降压稳压器。MAX1556降压稳压器在没
有开关切换时，典型电流只有16μA。如果稳压器需要在系统开启电源后一直处于工作状
态，MAX1556将是延长电池工作时间的更好选择。
图1. MAX15053开关稳压器(左)与MAX1556降压型稳压器(右)的效率比较待机电流对于便携式应用非常重要。Maxim网站上提供的参数搜索工具可以简化稳压器的 选型(图2)。通过选择几项关键参数，比如内部开关、最小输入电压、最大输入电压以及 ICC(mA)，可以相对容易地在多个器件中，快速选择出具体应用需要的稳压器。在下面的 选型工具中，我们设定了“最小输入电压”“最大输入电压”，选中了“内部开关”选 项。设计工程师可拖动“ICC(mA)”滑块到最下面。现在，选型工具帮我们筛选出最合的两款器件。
图2. 利用参数检索工具缩小选择范围 电流控制模式和电压控制模式 PWM开关稳压器有两种控制模式：电压模式(VM)和电流模式(CM)。CM模式稳压器把流经电 感的电流作为反馈环路的一部分。PWM调制器的输入信号为流经电感的电流和误差放大器 输出的误差信号。图3所示为峰值CM模式稳压器的简化电路图，其中峰值电感电流以及输 出电压都是受控的。流过电感的电流被检测出并送去跟Vc进行比较。Vc为误差放大器的 输出。在CM控制模式下，为了避免在PWM信号占空比大于50%时产生次谐波振荡，需要对 电路进行斜率补偿。
图3. 电流模式(CM)控制 自第一款开关稳压器设计推出以来，电压控制模式已经使用了很长时间。电压控制模式 只有一个电压反馈通路；通过把误差电压信号与锯齿波进行比较，得到PWM信号。图4所 示为基本配置。
图4. 电压模块(VM)控制 CM控制的优势 接下来，我们简单讨论一下这两种结构的优点和缺点，首先从CM结构开始。 为什么要采用电流模式？进一步观察电流控制环路的响应，我们发现当控制FET导通时， 通过RSENSE的电流经过电流检测电路后变成电压斜坡信号。电压斜坡与电感中的斜坡电流 成比例。经过斜率补偿的电压斜坡跟误差放大器的输出电压进行比较。图中的CONTROL FET将保持导通，直到这两个电压相等。当这两个电压相等时，图中的CONTROL FET关 闭。之后，通过固定频率的时钟信号CLK来置位RS触发器，开始下一个开关周期，如图3 所示。这样，流过CONTROL FET开关和电感的峰值电流，基本上由电压控制环路决定。由 于电感处在内部的电流控制环路内，CM控制模式消除了电感的极点和二阶特征带来的影 响(这些影响在VM控制模式下是存在的)。因此，外部的电压控制环路只存在单极点的输 出滤波器和负载电阻。可以把CM转换器看成一个电流源。电路的输出电容与并联的负载 阻抗构成了单极点电路。该电流源给该单极点电路提供电流并对其进行调节。这意味 着，对CM模式稳压器进行稳定补偿，总体来说要比VM控制器容易得多。 下面，我们讨论补偿方法。图5为两种控制结构所采用的典型的补偿网络。左侧为电压模 式补偿(III型)电路，要求较复杂的补偿网络。右侧为电流模式补偿(II型)电路，比较简 单，甚至可以不需要C2。
图5. VM补偿(左)与CM补偿(右)的原理图比较。CM补偿中，可能不需要C2 早期CM控制方法带来的一个问题是：需要高精度的电流检测电路。该电路会引入少量的 功率损耗。现在的集成电源方案采用内部的高边FET的RDSON实现电流检测，不需要外部电 流检测电阻。CM转换器除了补偿网络简单的特点外，还有下述特点：出 {MOD}的电源调整 率、极佳的负载瞬态响应，可以实现逐周期限流(因为在每个开关周期都进行电流检 测)。 电源调整率定义为：输入电压变化引起的输出电压变化量。电源调整率跟控制至输出传 递函数的增益相关。由于CM结构的控制至输出传递函数的增益与输入电压无关，所以电 源调整率非常好。另外，对于CM结构的转换器，单极点引入的相位/延迟较小。所以，相 对于VM结构的转换器，峰值CM控制结构的转换器具有更好的瞬态响应。查看VM结构的控 制至输出传递函数发现：输入电压会直接影响传递函数的增益。这导致电源调整率性能 下降。现在的VM转换器通过采用电压前馈技术，根据输入电压改变锯齿波信号的斜率， 解决了这一问题。表1所示为两种结构的优缺点汇总。 既然CM有那么多优点，为什么还要用VM控制模式？这是因为CM设计要求两个控制环路， 并且电路复杂度比VM高。VM控制的稳压器可能更具有价格优势。从历史角度看，在输入 电压工作范围较宽，尤其是在低输入电压/轻负载时，电流斜坡的斜率可能太低，以至于 CM 控制器不能稳定工作。新出现的器件(如MAX17500–MAX17504系列高压CM转换器)已 经大大改善了这一限制。 表1. VM控制与CM控制的比较汇总
什么是斜率补偿？ 尽管现代大多数集成转换器的斜率补偿都是内置的，我们仍然很有必要对斜率补偿做些 了解。 假定降压型转换器工作在电流连续模式(CCM)。这意味着电感中的电流永远不会下降至 零。另外假定负载较重，PWM占空比为75%左右。在没有斜率补偿时，只有电流检测电路 输出的斜坡信号加到PWM比较器。切换到轻载时，电流控制环路会过早地关断控制FET开 关。由于PWM占空比为75%，可供电感电流下降和磁芯复位的时间很短。负载上的电压决 定了电感电流的下降斜率。只要负载不对地短路，电感中的电流降至PWM比较器的下门限 值就需要较长的时间。当下一周期开始时，由于电感中电流仍然太高，FET开关不能导通 (或者以控制器允许的最小占空比短暂地导通)。如果电流非常高，下一周期由于同样的 原因，FET开关继续保持关断。 这会导致转换器在PWM开关频率的次谐波处发生振荡。斜率补偿在电流检测波形上叠加内 部时钟信号，提供了在较短关断时间内斜降至零的途径。对于过流条件，仍然会有非常 短的脉冲，但通过在电流检测波形上叠加时钟信号，解决了次谐波振荡问题。 同步与异步整流 进一步观察典型DC/DC转换器的功率级，我们会发现有两种类型的输出级(图6)。我们一 般把同时具有高边和低边FET的转换器称为同步整流转换器。DC/DC转换器的控制电路会 同步两个FET的导通与关断。同步措施优化和控制这两个FET的死区时间，使它们不会同 时导通。高边FET在VOUT/VIN × 1/fsw导通，低边FET在1 - VOUT/VIN × 1/fsw导通，其中 fsw为转换器的开关频率。一般来说，异步转换器在占空比较低时，可能满足不了电路板 对电源效率的要求，因为其导通损耗主要由I x VDIODE决定。同步整流转换器对应的损耗 为RDSON x I功率损耗。 要针对具体应用来选取合适的同步整流的器件。例如，针对5V转换为2.5V的应用，输入 耐压额定值为14V的稳压器可能不是最佳选择。因为14V的调压器是针对分布式12V电源总 线(常见于电信和服务器应用)设计的。这类设计针对占空比小于10%、1V或更低的内核电 压应用进行优化，内部高边FET的RDSON可能较高。 本例中，12V稳压器的FET针对很低的占空比应用进行优化：低边FET以导通损耗为主，针 对RDSON进行优化；高边FET以开关损耗为主，优化为具有较高RDSON但很小的栅极充电电 流。将5V电压转换为2.5V时，PWM占空比为50%，最大额定值为6V的器件可能是更好的选 择。通常情况下，大多数为5V和12V系统设计的降压型转换器采用同步整流器输出级。在 24V及更高电压的工业应用中，利用肖特基二级管代替低边FET的异步整流级更常见。
图6. 异步与同步控制的比较 一些较新的器件(如前面提到的MAX17501–MAX17504)集成了高边和低边FET。这些器件最 大输入电压额定值为60V，可以用在直流电压总线为24V或更高电压的工业应用中，以提 高效率。 内部与外部FET的比较 没有稳压器是针对所有可能的电源电压优化的。设计者针对特定的应用希望优化效率 时，有时会选择外接FET的DC/DC控制器。在大功率时，如果从12V变换出1V以下的电源电 压，FET的选择至关重要。所以，当占空比较低时，选择RDSON较高、栅电荷较低的高边 FET可优化总体效率。此外，对低边FET，可能需要两个或多个FET并联使用，以降低传导 损耗，同时需要最大程度地降低低边FET的开关损耗。 总结 本文介绍了在选择合适稳压器时所做的折衷。对具体应用的了解对选择最合适的稳压器 至关重要！理解了这些标准之后，即可选定控制模式。通过介绍电压模式(VM)和电流模 式(CM)控制之间的差异，我们帮助读者选择更适合于具体应用的结构。通过同步与异步 整流的优缺点的简要介绍，我们帮助读者在性能与成本之间取得折衷——异步整流器件 一般成本较低。最后，我们介绍了为什么选择需要外部FET的控制器可能更有优势。 现代稳压器采用的主要控制方式还有：脉冲频率调制(PFM)控制、迟滞控制以及恒定导通 时间 (COT)控制。下面就逐一进行讨论。 PFM转换器——具有较高的总体效率 PFM转换器是另外一种DC-DC架构。该控制方式随负载改变转换器的开关频率，因此这种 架构被称为PFM。相对于PWM转换器，PFM转换器在轻载时的效率高得多，所以许多便携式 应用利用PFM模式最大程度延长电池寿命。 电磁干扰(EMI)是选择PWM和PFM转换器时的一项重要考虑因素。PWM模式下，开关频率固 定，所以转换器开关引起的EMI是可预测的、恒定的，并且许多情况下可滤除。许多PWM 转换器也提供外部频率同步输入，帮助缓解与应用电路板上常见的其它重要信号频率之 间的冲突。如果某个应用要求多个电压，所有开关转换器可锁定在相同的频率。该方法 消除了多个转换器的开关频率不同并且相位未严格同步时固有的差频。与PWM结构不同， PFM方法的开关频率可变，很难对其产生的EMI进行控制。因此，PFM模式可能不是对电源 敏感的音频或射频低噪声电路的最佳选择。然而，如果必须在整个较宽输出负载范围内 优化效率，PFM可能是很好的选择。 最后，值得注意的是，许多转换器都可以选择在PFM或PWM模式下工作；逻辑控制模式引 脚或内部电路根据负载电流自动在这两种模式之间切换。 PFM控制器的工作原理 在升压型PFM控制方式中，两个单触发电路根据DC-DC转换器的输出负载电流进行工作。 PFM基于两个开关时间(最大导通时间和最小关断时间)和两个控制环路(电压调节环路和 最大峰值电流、关断时间环路)。PFM的特征还包括可变频率控制脉冲。控制器中的两个 单触发电路定义TON (最大导通时间)和TOFF (最小关断时间)。TON单触发电路激活第二个 单触发电路TOFF。只要电压环路的比较器检测到VOUT超出稳压范围，则激活TON单触发电 路。脉冲时间为固定为其最大值。如果最大峰值电流环路检测到超过电流限值，则可缩 短该脉冲时间，如图1所示。PFM控制器的静态电流(IQ)补偿被限制为偏置基准以及误差 比较器所需的电流(10s，μA级)。形成鲜明对比的是，PWM控制器中的内部振荡器必须连 续打开，这造成几个毫安的耗流。
图1. 脉冲频率调制(PFM)控制电路。利用这种结构，如果最大峰值电流环路检测到超过 电流限值，可缩短脉冲时间同步降压稳压器具有两种工作模式，设计者可选择PWM或PFM模式，优化整个较宽负载电 流范围内的效率。以MAX17503和MAX17504这两款转换器为例，它们采用另外一种PFM控制 方式，但也是提高轻载效率的较好示例。例如，请参见图2所示的PFM和PWM模式的效率曲 线。PFM模式下的负载电流小于100mA时，与负载电流相同的PWM模式相比，效率大幅提 升。注意，对于12V电压输入、+5V电压输出，PFM模式的效率接近92%，而PWM模式的效率 只有81%！
图2. MAX17503降压型转换器的PWM和PFM模式效率曲线。注意，PFM模式(右图)下负载电 流小于100mA时，与负载电流相同的PWM模式相比，效率大幅提升PFM模式的优点：
图3. 迟滞型转换器根据转换器检测到的输出电压变化将功率FET导通或关断迟滞控制的优点：
图4. 恒定导通时间(COT)迟滞型转换器保持频率尽可能恒定也有现代化同步降压型转换器在迟滞PWM控制方式中采用最小导通时间控制。如图3所 示，仍然使用迟滞比较器。这种控制方式的工作原理非常简单：输出电压低于调节门限 时，在一个开关周期开始时，误差比较器通过打开高边开关。该开关保持接通，直到超 出最小导通时间并且输出电压高于调节门限或流经电感的电流高于限流门限。高边开关 在关断之后将保持关断，直到超过最小关断时间并且输出电压再次下降至调节门限以 下。关断期间，低边同步整流器导通并保持导通状态，直到高边开关再次导通或流经电 感的电流接近于零。为有助于提高效率，内部同步整流器省去了外部肖特基二极管，如 图5所示。
图5. MAX8640Y/Z降压型转换器的迟滞型PWM控制方式SKIP/省电模式——优化轻载效率 SKIP模式也称为省电模式，是用于一些PWM转换器结构的辅助控制模式，对优化便携式或 低功耗应用的轻载效率尤其有用。 当PWM转换器工作在中、高负载电流时，处于电流连续导通模式，意味着流经电感的电流 不会下降至零。随着负载电流降低，转换器可能切换至非连续导通模式，此时流经电感 的电流可能下降至零，这取决于电感值。然后在极轻负载下，转换器进入SKIP或省电模 式。现在，转换器间歇性关断内部振荡器，并仅在必要时重新将其使能，以保证输出在 稳压范围之内，所以称为“跳”脉冲(SKIP)以及省电模式。由于该动作进一步调制开关 频率，所以SKIP或省电模式有时候也被作为一种PFM模式。 有一些现代DC-DC转换器允许用户选择PWM或SKIP模式，以减小轻载时的耗流、实现较高 效率。SKIP模式下，当流经电感的电流下降至SKIP模式电流门限以下时，关断高边和低 边MOSFET，因此流经电感的电流不可能为负值。在时钟周期的关断期间，如果流经电感 的电流下降至该门限以下，低边MOSFET关断。在下一个时钟周期，如果输出电压高于设 置点，PWM逻辑将高边和低边MOSFET保持关断；如果输出电压低于设置点，PWM逻辑将高 边MOSFET导通，持续时间为最小固定导通时间。这就是根据需要跳过时钟周期以及控制 开关来伺服负载的方式。 从图6所示的效率曲线中可以看出SKIP模式在200mA以下时，相对于相同条件下PWM工作模 式的效率改善。
图6. MAX15053降压型开关稳压器的PWM模式与SKIP模式的效率曲线对比，注意200mA以下 时SKIP模式相对于PWM模式的效率提升 总结 本文讨论并对比了多种控制方式：PFM、迟滞型、COT和SKIP模式。除了各种差异、优点及缺点外，我们也看到，这些控制方式在要求优化电池工作时间及低功耗的便携式设备中具有明显优势。
图1. MAX15053开关稳压器(左)与MAX1556降压型稳压器(右)的效率比较待机电流对于便携式应用非常重要。Maxim网站上提供的参数搜索工具可以简化稳压器的 选型(图2)。通过选择几项关键参数，比如内部开关、最小输入电压、最大输入电压以及 ICC(mA)，可以相对容易地在多个器件中，快速选择出具体应用需要的稳压器。在下面的 选型工具中，我们设定了“最小输入电压”“最大输入电压”，选中了“内部开关”选 项。设计工程师可拖动“ICC(mA)”滑块到最下面。现在，选型工具帮我们筛选出最合的两款器件。
图2. 利用参数检索工具缩小选择范围 电流控制模式和电压控制模式 PWM开关稳压器有两种控制模式：电压模式(VM)和电流模式(CM)。CM模式稳压器把流经电 感的电流作为反馈环路的一部分。PWM调制器的输入信号为流经电感的电流和误差放大器 输出的误差信号。图3所示为峰值CM模式稳压器的简化电路图，其中峰值电感电流以及输 出电压都是受控的。流过电感的电流被检测出并送去跟Vc进行比较。Vc为误差放大器的 输出。在CM控制模式下，为了避免在PWM信号占空比大于50%时产生次谐波振荡，需要对 电路进行斜率补偿。
图3. 电流模式(CM)控制 自第一款开关稳压器设计推出以来，电压控制模式已经使用了很长时间。电压控制模式 只有一个电压反馈通路；通过把误差电压信号与锯齿波进行比较，得到PWM信号。图4所 示为基本配置。
图4. 电压模块(VM)控制 CM控制的优势 接下来，我们简单讨论一下这两种结构的优点和缺点，首先从CM结构开始。 为什么要采用电流模式？进一步观察电流控制环路的响应，我们发现当控制FET导通时， 通过RSENSE的电流经过电流检测电路后变成电压斜坡信号。电压斜坡与电感中的斜坡电流 成比例。经过斜率补偿的电压斜坡跟误差放大器的输出电压进行比较。图中的CONTROL FET将保持导通，直到这两个电压相等。当这两个电压相等时，图中的CONTROL FET关 闭。之后，通过固定频率的时钟信号CLK来置位RS触发器，开始下一个开关周期，如图3 所示。这样，流过CONTROL FET开关和电感的峰值电流，基本上由电压控制环路决定。由 于电感处在内部的电流控制环路内，CM控制模式消除了电感的极点和二阶特征带来的影 响(这些影响在VM控制模式下是存在的)。因此，外部的电压控制环路只存在单极点的输 出滤波器和负载电阻。可以把CM转换器看成一个电流源。电路的输出电容与并联的负载 阻抗构成了单极点电路。该电流源给该单极点电路提供电流并对其进行调节。这意味 着，对CM模式稳压器进行稳定补偿，总体来说要比VM控制器容易得多。 下面，我们讨论补偿方法。图5为两种控制结构所采用的典型的补偿网络。左侧为电压模 式补偿(III型)电路，要求较复杂的补偿网络。右侧为电流模式补偿(II型)电路，比较简 单，甚至可以不需要C2。
图5. VM补偿(左)与CM补偿(右)的原理图比较。CM补偿中，可能不需要C2 早期CM控制方法带来的一个问题是：需要高精度的电流检测电路。该电路会引入少量的 功率损耗。现在的集成电源方案采用内部的高边FET的RDSON实现电流检测，不需要外部电 流检测电阻。CM转换器除了补偿网络简单的特点外，还有下述特点：出 {MOD}的电源调整 率、极佳的负载瞬态响应，可以实现逐周期限流(因为在每个开关周期都进行电流检 测)。 电源调整率定义为：输入电压变化引起的输出电压变化量。电源调整率跟控制至输出传 递函数的增益相关。由于CM结构的控制至输出传递函数的增益与输入电压无关，所以电 源调整率非常好。另外，对于CM结构的转换器，单极点引入的相位/延迟较小。所以，相 对于VM结构的转换器，峰值CM控制结构的转换器具有更好的瞬态响应。查看VM结构的控 制至输出传递函数发现：输入电压会直接影响传递函数的增益。这导致电源调整率性能 下降。现在的VM转换器通过采用电压前馈技术，根据输入电压改变锯齿波信号的斜率， 解决了这一问题。表1所示为两种结构的优缺点汇总。 既然CM有那么多优点，为什么还要用VM控制模式？这是因为CM设计要求两个控制环路， 并且电路复杂度比VM高。VM控制的稳压器可能更具有价格优势。从历史角度看，在输入 电压工作范围较宽，尤其是在低输入电压/轻负载时，电流斜坡的斜率可能太低，以至于 CM 控制器不能稳定工作。新出现的器件(如MAX17500–MAX17504系列高压CM转换器)已 经大大改善了这一限制。 表1. VM控制与CM控制的比较汇总
什么是斜率补偿？ 尽管现代大多数集成转换器的斜率补偿都是内置的，我们仍然很有必要对斜率补偿做些 了解。 假定降压型转换器工作在电流连续模式(CCM)。这意味着电感中的电流永远不会下降至 零。另外假定负载较重，PWM占空比为75%左右。在没有斜率补偿时，只有电流检测电路 输出的斜坡信号加到PWM比较器。切换到轻载时，电流控制环路会过早地关断控制FET开 关。由于PWM占空比为75%，可供电感电流下降和磁芯复位的时间很短。负载上的电压决 定了电感电流的下降斜率。只要负载不对地短路，电感中的电流降至PWM比较器的下门限 值就需要较长的时间。当下一周期开始时，由于电感中电流仍然太高，FET开关不能导通 (或者以控制器允许的最小占空比短暂地导通)。如果电流非常高，下一周期由于同样的 原因，FET开关继续保持关断。 这会导致转换器在PWM开关频率的次谐波处发生振荡。斜率补偿在电流检测波形上叠加内 部时钟信号，提供了在较短关断时间内斜降至零的途径。对于过流条件，仍然会有非常 短的脉冲，但通过在电流检测波形上叠加时钟信号，解决了次谐波振荡问题。 同步与异步整流 进一步观察典型DC/DC转换器的功率级，我们会发现有两种类型的输出级(图6)。我们一 般把同时具有高边和低边FET的转换器称为同步整流转换器。DC/DC转换器的控制电路会 同步两个FET的导通与关断。同步措施优化和控制这两个FET的死区时间，使它们不会同 时导通。高边FET在VOUT/VIN × 1/fsw导通，低边FET在1 - VOUT/VIN × 1/fsw导通，其中 fsw为转换器的开关频率。一般来说，异步转换器在占空比较低时，可能满足不了电路板 对电源效率的要求，因为其导通损耗主要由I x VDIODE决定。同步整流转换器对应的损耗 为RDSON x I功率损耗。 要针对具体应用来选取合适的同步整流的器件。例如，针对5V转换为2.5V的应用，输入 耐压额定值为14V的稳压器可能不是最佳选择。因为14V的调压器是针对分布式12V电源总 线(常见于电信和服务器应用)设计的。这类设计针对占空比小于10%、1V或更低的内核电 压应用进行优化，内部高边FET的RDSON可能较高。 本例中，12V稳压器的FET针对很低的占空比应用进行优化：低边FET以导通损耗为主，针 对RDSON进行优化；高边FET以开关损耗为主，优化为具有较高RDSON但很小的栅极充电电 流。将5V电压转换为2.5V时，PWM占空比为50%，最大额定值为6V的器件可能是更好的选 择。通常情况下，大多数为5V和12V系统设计的降压型转换器采用同步整流器输出级。在 24V及更高电压的工业应用中，利用肖特基二级管代替低边FET的异步整流级更常见。
图6. 异步与同步控制的比较 一些较新的器件(如前面提到的MAX17501–MAX17504)集成了高边和低边FET。这些器件最 大输入电压额定值为60V，可以用在直流电压总线为24V或更高电压的工业应用中，以提 高效率。 内部与外部FET的比较 没有稳压器是针对所有可能的电源电压优化的。设计者针对特定的应用希望优化效率 时，有时会选择外接FET的DC/DC控制器。在大功率时，如果从12V变换出1V以下的电源电 压，FET的选择至关重要。所以，当占空比较低时，选择RDSON较高、栅电荷较低的高边 FET可优化总体效率。此外，对低边FET，可能需要两个或多个FET并联使用，以降低传导 损耗，同时需要最大程度地降低低边FET的开关损耗。 总结 本文介绍了在选择合适稳压器时所做的折衷。对具体应用的了解对选择最合适的稳压器 至关重要！理解了这些标准之后，即可选定控制模式。通过介绍电压模式(VM)和电流模 式(CM)控制之间的差异，我们帮助读者选择更适合于具体应用的结构。通过同步与异步 整流的优缺点的简要介绍，我们帮助读者在性能与成本之间取得折衷——异步整流器件 一般成本较低。最后，我们介绍了为什么选择需要外部FET的控制器可能更有优势。 现代稳压器采用的主要控制方式还有：脉冲频率调制(PFM)控制、迟滞控制以及恒定导通 时间 (COT)控制。下面就逐一进行讨论。 PFM转换器——具有较高的总体效率 PFM转换器是另外一种DC-DC架构。该控制方式随负载改变转换器的开关频率，因此这种 架构被称为PFM。相对于PWM转换器，PFM转换器在轻载时的效率高得多，所以许多便携式 应用利用PFM模式最大程度延长电池寿命。 电磁干扰(EMI)是选择PWM和PFM转换器时的一项重要考虑因素。PWM模式下，开关频率固 定，所以转换器开关引起的EMI是可预测的、恒定的，并且许多情况下可滤除。许多PWM 转换器也提供外部频率同步输入，帮助缓解与应用电路板上常见的其它重要信号频率之 间的冲突。如果某个应用要求多个电压，所有开关转换器可锁定在相同的频率。该方法 消除了多个转换器的开关频率不同并且相位未严格同步时固有的差频。与PWM结构不同， PFM方法的开关频率可变，很难对其产生的EMI进行控制。因此，PFM模式可能不是对电源 敏感的音频或射频低噪声电路的最佳选择。然而，如果必须在整个较宽输出负载范围内 优化效率，PFM可能是很好的选择。 最后，值得注意的是，许多转换器都可以选择在PFM或PWM模式下工作；逻辑控制模式引 脚或内部电路根据负载电流自动在这两种模式之间切换。 PFM控制器的工作原理 在升压型PFM控制方式中，两个单触发电路根据DC-DC转换器的输出负载电流进行工作。 PFM基于两个开关时间(最大导通时间和最小关断时间)和两个控制环路(电压调节环路和 最大峰值电流、关断时间环路)。PFM的特征还包括可变频率控制脉冲。控制器中的两个 单触发电路定义TON (最大导通时间)和TOFF (最小关断时间)。TON单触发电路激活第二个 单触发电路TOFF。只要电压环路的比较器检测到VOUT超出稳压范围，则激活TON单触发电 路。脉冲时间为固定为其最大值。如果最大峰值电流环路检测到超过电流限值，则可缩 短该脉冲时间，如图1所示。PFM控制器的静态电流(IQ)补偿被限制为偏置基准以及误差 比较器所需的电流(10s，μA级)。形成鲜明对比的是，PWM控制器中的内部振荡器必须连 续打开，这造成几个毫安的耗流。
图1. 脉冲频率调制(PFM)控制电路。利用这种结构，如果最大峰值电流环路检测到超过 电流限值，可缩短脉冲时间同步降压稳压器具有两种工作模式，设计者可选择PWM或PFM模式，优化整个较宽负载电 流范围内的效率。以MAX17503和MAX17504这两款转换器为例，它们采用另外一种PFM控制 方式，但也是提高轻载效率的较好示例。例如，请参见图2所示的PFM和PWM模式的效率曲 线。PFM模式下的负载电流小于100mA时，与负载电流相同的PWM模式相比，效率大幅提 升。注意，对于12V电压输入、+5V电压输出，PFM模式的效率接近92%，而PWM模式的效率 只有81%！
图2. MAX17503降压型转换器的PWM和PFM模式效率曲线。注意，PFM模式(右图)下负载电 流小于100mA时，与负载电流相同的PWM模式相比，效率大幅提升PFM模式的优点：
- 低功率时的转换效率非常好
- 不需要环路补偿网络
- 方案成本较低
- 可变频率，很难滤除辐射。该模式不适合用于存在低噪声、敏感模拟电路的情况。
- 输出纹波比PWM模式高。
图3. 迟滞型转换器根据转换器检测到的输出电压变化将功率FET导通或关断迟滞控制的优点：
- 无需环路补偿(与PFM结构相同)，环路带宽接近开关频率本身。
- 无需时钟或误差放大器，所以工作电流非常低，这种类型的调节器适合于电池供电应用。
- 迟滞型成本较低。
- 由于无固定时钟，相比于PWM控制方式，比较难预测开关频率。这种类型的调节器不适合用于具有敏感模拟电路的应用。
- 图3所示的R1上可能需要前馈电容，从而在使用较低ERS的输出电容时增大反馈引脚上的电压纹波。
图4. 恒定导通时间(COT)迟滞型转换器保持频率尽可能恒定也有现代化同步降压型转换器在迟滞PWM控制方式中采用最小导通时间控制。如图3所 示，仍然使用迟滞比较器。这种控制方式的工作原理非常简单：输出电压低于调节门限 时，在一个开关周期开始时，误差比较器通过打开高边开关。该开关保持接通，直到超 出最小导通时间并且输出电压高于调节门限或流经电感的电流高于限流门限。高边开关 在关断之后将保持关断，直到超过最小关断时间并且输出电压再次下降至调节门限以 下。关断期间，低边同步整流器导通并保持导通状态，直到高边开关再次导通或流经电 感的电流接近于零。为有助于提高效率，内部同步整流器省去了外部肖特基二极管，如 图5所示。
图5. MAX8640Y/Z降压型转换器的迟滞型PWM控制方式SKIP/省电模式——优化轻载效率 SKIP模式也称为省电模式，是用于一些PWM转换器结构的辅助控制模式，对优化便携式或 低功耗应用的轻载效率尤其有用。 当PWM转换器工作在中、高负载电流时，处于电流连续导通模式，意味着流经电感的电流 不会下降至零。随着负载电流降低，转换器可能切换至非连续导通模式，此时流经电感 的电流可能下降至零，这取决于电感值。然后在极轻负载下，转换器进入SKIP或省电模 式。现在，转换器间歇性关断内部振荡器，并仅在必要时重新将其使能，以保证输出在 稳压范围之内，所以称为“跳”脉冲(SKIP)以及省电模式。由于该动作进一步调制开关 频率，所以SKIP或省电模式有时候也被作为一种PFM模式。 有一些现代DC-DC转换器允许用户选择PWM或SKIP模式，以减小轻载时的耗流、实现较高 效率。SKIP模式下，当流经电感的电流下降至SKIP模式电流门限以下时，关断高边和低 边MOSFET，因此流经电感的电流不可能为负值。在时钟周期的关断期间，如果流经电感 的电流下降至该门限以下，低边MOSFET关断。在下一个时钟周期，如果输出电压高于设 置点，PWM逻辑将高边和低边MOSFET保持关断；如果输出电压低于设置点，PWM逻辑将高 边MOSFET导通，持续时间为最小固定导通时间。这就是根据需要跳过时钟周期以及控制 开关来伺服负载的方式。 从图6所示的效率曲线中可以看出SKIP模式在200mA以下时，相对于相同条件下PWM工作模 式的效率改善。
图6. MAX15053降压型开关稳压器的PWM模式与SKIP模式的效率曲线对比，注意200mA以下 时SKIP模式相对于PWM模式的效率提升 总结 本文讨论并对比了多种控制方式：PFM、迟滞型、COT和SKIP模式。除了各种差异、优点及缺点外，我们也看到，这些控制方式在要求优化电池工作时间及低功耗的便携式设备中具有明显优势。