2.1观察放大电路的波形
放大电路 共发射极放大电路
vb的振幅和相位与vi完全相同，只是vb是在vi的基础上叠加了2.6v的电压（为了满足交流信号振幅在0v附近时，仍然能是vbe>0.7v，即使晶体管处于工作状态） 这个叠加上去的2.6v电压就是基极的偏执电压，产生该电压的电路就是偏执电路 这个偏执电压的意思就是相当于叠加上一个直流（或者说偏离了直流一个电压）
电容C1是截去输入信号中的直流分量，仅让交流分量通过，这个电容称为耦合电容
基极-发射极间的电压为0.6v ve=vb-0.6v   VBE=0.6v
只要知道VBE=0.6v和欧姆定律，无论怎样复杂的晶体管电路都能够进行解析和设计
输出为集电极时的部分变化 电压被放大了，并且反向了 ie=ic+ib约等于ic 则可以看成是由集电极进行输出的电流源，即由输入电压控制的可变电流源；又由于Rc的存在，把ic的变化转化为vc电压的变化，并由集电极输出
基极，发射极的电位同相位 基极，集电极的电位反相位 发射极，集电极的电位反相位
电容C2将vc的直流成分截去，仅将交流成分输出（抵消了之前添加的偏执电压的作用）
2.2放大电路的设计
首先计算基极的直流电位VB，这是取决于R1和R2对电源电压的分压，然而流入晶体管的基极的电流IB很小，可以忽略 所以
发射极的电位VE（直流成分），仅比VB低0.6v，所以
发射极上流过的电流为IE 。。。。。。。。。直接上图，清除一点

求完直流分量后，接着求交流分量的情况（交流增益） 由于晶体管已经处在导通状态下，所以基极端子的交流电位直接出现在发射极上，因此，输入电压vi对ie的变化为 还是直接上图解吧。。。。。。。。
由此可见，Av与晶体管的直流电流放大系数没有关系，而是由Rc和Re来决定的（在认为基极电流为0的情况下这个说法成立） Av=-Rc/Re 注意在分析交流时，原来的电源Vcc设为接地GND
当Re增大时，Av减小，所以可以认为是加了负反馈；由于加了负反馈，Re可以抑制直流放大倍数的分散性和VBE因温度变化产生的发射极电流变化
所以，几乎可以理解为，交流放大倍数只由Re和Rc决定
电路的设计 在设计的过程中，要明确“制作什么样性能的电路” 假设要求设计规格如下
第一步，确定电源电压 重点是最大输出电压。为了输出5Vp-p的电压，显然要求5V以上的电源电压；为了是集电极电流流动，由于发射极电阻Re上最低加1~2v的电压（理由后述），所以电源电压必须为6~7V；我们取与OP放大器（运算放大器）一样的电源电压15V，因为这样的电压更容易得到
第二部，选择晶体管 晶体管有两种，NPN，PNP（图中采用PNP，但是我们采用NPN）；PNP与NPN的电流方向相反，为了偏置电压的极性相反，将电源与GND交换
晶体管分为高频（2SA。。。，2SC。。。），低频（2SB。。。，2SD。。。），进一步还分为小信号和大信号。 在追求最终性能（噪声小，高频特性等）的情况下，晶体管的特性左右着电路的性能，所以必须慎重选择器件 考虑到晶体管的最大额定值，因电源电压为15v，所以在集电极-基极间有可能加上最大的15v，在集电极和发射极有可能加上最大的15v，所以要选择集电极-基极电压Vcbo额定值大于15v，集电极-发射极电压额定值大于15v的器件（东芝2SC2458）
2SC2458作为通用晶体管
第三步，确定发射极电流工作点 晶体管的特性（尤其是频率特性）随着发射极电流（或者集电极）的变化而产生很大的变化
首先，fT称为晶体管的特征频率，它表示交流电流放大系数为1时的频率，它的值最发射极电流的变化会产生很大变化；由该曲线可知，如果希望频率特性最好（fT最高），则必须将IE设为20mA 噪声特性也差不多，但是最好的位置的电流与频率时的不一样 在这里取1mA（因为没有要求，所以为了计算方便）
第四步，确定Rc与Re的方法 由于Av=Rc/Re，令Av=5，区Rc：Re=5:1 为了吸收基极-发射极间电压Vbe随温度的变化，而使工作点稳定Re的直流压降必须在1v以上 （ 1,这个和二极管温度曲线一样,当温度上升1度Vbe则减小2~2.5mV
2,所以BJT电晶体放大线路发射极会留1V的余量给Vbe变化以补偿用
3,温度上升同样也会导致反向漏电流增加,每上升1C增加7% ） Vbe为0.6v时，由于具有温度特性，发射极电位的变动，集电极的电流也会变动，但是当Ve有1v时，基极的电位有变化，但是电流的影响却比较小，使集电极电流的变化也比较小。。。。。。。总之Ve必须>1v 这里取Ve=2v，在上一步中，我们已经确定Ie=1mA 所以Re=Ve/Ie=2v/1mA=2k，所以Rc=10k 在计算出Vce以推得集电极损耗Pc=Vce*Ic，要求Pc小于最大额定值（即集电极和发射极之间的功率） 对于Rc电阻： 当Rc太大时，Rc本身的压降变大，集电极的电位下降，在输出振幅大时，集电极电位靠近发射极电位，削去输出波形的下侧； 当Rc太小时，集电极电位靠近电源电位，削去输出波形的上侧 如果出现上述削去波形的情况，则要求重新确定Rc与Re，最好的办法是取Vc为电源和Ve（1v）的中位数
第五步，设计基极偏执电路 设发射极电阻Re的压降=发射极的电位，Ve=2v，又Vbe-0.6v，所以VB必须为2.6v 而VB又是由R1和R2分压电源电压得到的，所以R2的压降为2.6v，R1的压降为12.4v 现在确定静态时流过这两个电阻的电流，这个电流要比IB大很多（意思就是大上10倍以上），所以当假设电流放大倍数为200时，IB为0.005mA，所以我们要确定的电流取为0.1mA 由此确定R1=12.4v/0.1mA=124k   R2=2.6v/0.1mA=26k 但是这种数值的电阻在E24系统数列的电阻中是没有的，所以不改变电阻比值来挑选，或者取一个近似值来选，比如R1=100k，R2=22k
第六步，确定耦合电容C1，C2 C1，C2的原本目的是为了截去直流分量，只让交流分量通过，但是会有其它效应，C1会和输入阻抗形成高通滤波器——仅让高频信号通过，同样C2也会和负载形成高通滤波。。。。 当C1，C2很小时，在滤波效果上低频信号比较难通过，所以在此取C1=C2=10uF 由于晶体管的基极输入电流很小，可以近似认为晶体管的输入阻抗无限大，则输入阻抗可以看做R1//R2；所形成的高通滤波器的截止频率为fc=1/(2pi*C*R)=0.9Hz;；而C2形成的高通滤波器的截止频率会随着负载电阻的变化而变化
第七步，确定电源去耦电容C3和C4的方法 电源去耦电容C3，C4用来降低电源对GND的交流阻抗用的电容（称为旁路电容）。当没有这个电容的时候，电路的交流特性会变得很奇特，严重时电路产生振荡 如上连接在很宽的频率范围上可以降低电源对GND的阻抗 采用C1=0.1uF的叠层陶瓷电容器，C4=10uF的铝电解电容器 电解电容，和独石胆电解电容，它采用硫酸做绝缘介质，可以将较大的容量做成较小的体积，并在上面标有+的符号，有的标有 -的符号，一般做低频交联和旁路滤波用，缺点是介子损耗大一些 陶瓷电容有瓷介电容、瓷片电容、瓷管电容、陶瓷半可变电容几种。主要是无极性，介质材料较好，容量不能做的太大。适用高频电路 通常：小容量的电容器是0.01~0.1uF的陶瓷电容器，大电容是1~100uF的铝电解电容器

2.3 放大电路性能
输入阻抗
我们用在信号源和放大电路之间串联一个电阻的方法来测输入阻抗，即Zi/(Rs+Zi)=Vi/Vs 而这个Zi阻抗的值就是偏执电路R1//R2的值
输出阻抗 测量输出阻抗的方法是在输出端接上负载电阻Rl来与没有接负载时的情况进行对比测量 当Rl=0时，vo=vi 当Rl=Rl时，vo=Rl*vi/(Rl+Zo) 而这个值正好是集电极电阻Rc的值
我们可以把晶体管看成由输入电压信号控制的电流源，则输出阻抗就相当于是Rc并联上电源的阻抗；而所谓电流源，即使负载变化很大，电流也不会改变，就相当于是电流源阻抗无穷大，所以输出电阻就相当于是Rc
放大倍数与频率特性 放大电路的Av比Rc/Re的值略小，因为ic略小于ie
这里在频率比较低的时候放大作用明显减小，是因为之前分析的，耦合电容会和放大电路的输入电阻或是负载形成高通滤波器，使频率较低的信号无法通过放大电路
高频截止频率 引例：无线电的AM广播频率上限为2MHz左右，可以知道，该电路所具有的频率特性是可以用到收音机的高频段 所用晶体管2SC2458的截止频率为80MHz。当使用截止频率高的晶体管时，放大电路的截止频率还是相对比较低（这有些奇怪！）
使发生高频性能下降的原因可能是没有对电路进行封装，也有可能是密勒效应
频率特性不扩展的理由（密勒效应） 首先提出晶体管的内部存在电阻和电容 则共发射极放大电路如图
这里主要问题就在Cbc（基极和集电极之间的电容） 因为基极输入为vi，则通过放大电路，集电极输出为-vi*Av（电压放大-Av倍），所以加载电容Cbc上的电压为（1+Av）*vi；所以，Cbc这个电容，就相当于一个与原本电容值相比为（1+Av）倍的电容； 而晶体管的输入电容是Cbc和Cbe之和（记为Ci），Ci和基极内部串联电阻rbe串联形成低通滤波器，所以在高频时，放大电路的放大特性会下降 因此，如果想要让频率特性在高频时也不下降，还要考虑其他途径
提高放大倍数的手段 当电路连接完成之后，可能会需要改变电压增益，但是如果直接改变发射极或者集电极的电阻，会改变电路的静态工作点 所以采用如下连接
当考虑直流的时候，静态工作点不变； 当考虑交流的时候，因为发射极旁路电容存在的缘故，发射极的总电阻减小，从而电压增益提高 而共发射极电路能够实现的最大放大倍数为hIE（不清楚这个hIE是什么）
噪声电压特性 测量方法：将输入端与GND短路，测量输出端的噪声 采用以上方式，其输出为-135dB*v；一般小型碟机（CD播放器）的输出端噪声电平为-110dB*v
2.4 共发射极应用电路
使用NPN晶体管与负电源的电路 只有在负电源的情况下，必须使用这个电路
输入信号是以GND为基准的，但是电路供电电压为-15v~0v，所以输入输出端电位比电路的整体电位要高； 注意耦合电容的极性
使用PNP晶体管与负电源的电路
使用负电源的共发射极放大电路的PNP，和使用正电源的共发射极的NPN恰好以GND为线对称； 注意点解电容的极性和耐压 该电路的电压增益仍然由集电极电阻和发射极电阻之比决定

使用正负电源的电路
使用正负电源其实是有点浪费的，因为使用正负电源，晶体管的基极电压原本就为0v，而发射极的电压下拉到一个负电源，所以不需要偏执电路，晶体管也可以工作在放大状态，所以基极偏执电路就只用了一个10k的电阻 这里基极也不需要耦合电容，因为原本就是0v，没有偏执电压使它的电压改变；但是集电极输出端的原本不是0v，所以输出端还是需要耦合电容的 该电路的电压增益仍然是集电极电阻与发射极电阻之比 由于没有基极的耦合电容，所以可以减小高通滤波器的效应，所以该电路可以用在放大极低频率信号的初级上
低电源电压、低损耗电流放大电路
如图是使用一节5号电池（锰电池）电源电压进行工作的低电压、低损耗电流放大电路。该电路可以直接yong在携带式话筒放大器 在偏执电路中加入二极管，主要特点是以二极管正向压降Vf来抵消晶体管的VBE，因此尽管电池电压很低，也能保证晶体管工作在方法状态（导通，即VBE=0.6v） 如果不使用二极管，仅用电阻压降来产生基极偏执电压，由于电池损耗，电源电压下降，晶体管就有可能停止工作 另外，发射极电流和偏执电路的电流也要设的小一点，以达到低损耗电流的目的 该电路中还用发射极接电容，来增加电压增益；想要固定电压增益时，可以将这个电容拆去，对发射极和集电极电阻进行调整
两相信号发生电路 这个电路利用了两个性质 1.共发射极放大电路的输出信号相位旋转180° 2.在晶体管的发射极，输入信号是直接出现的
这样可以将信号从集电极和发射极取出，从而产生相位偏离180°的两个信号的电路（要两个信号相同，要求Rc等于Re，或者Rc略小于Re） 接下来书上说了一个高端的（high-end），好像百度不到的 该电路可用在产生驱动平衡传输线路信号的电路中。所谓平衡传输时如图所示，将相位偏离180°的信号，用三芯电缆进行传输（其中一根是GND），在接收方，接收两个信号之差。由此，交流声和脉冲状噪声等在两根信号线上同时搭载，在接受一方能够抵消。因此没在产距离传输和噪声大的情况下，就能发挥它的作用
但是，由于反向输出的阻抗极高（为Rc本身），所以不能直接使用该电路的输出来驱动电缆，可以再后面加上射极跟随器，是电路的输出阻抗下降 同时正向输出阻抗是低的，所以能够直接驱动电缆 在设计该电路是要注意基极偏执电压的设定。当基极电位过于接近电源电压时，方向输出的最大电压变小；当基极电位过于接近GND时，正向输出最大电压也变小
低通滤波器（可以用在立体声音质控制）
这里有一个不同就是在集电极的电阻边上并联上了一个电容，这使集电极电阻具有了频率特性，所以增益也具有频率特性 当频率越高时，集电极负载电阻就越小，电路的电压增益就减小了（Zc=1/jwC），所呈现的就是低通滤波器的特性 信号的截止频率fc为 fc=1/(2pi*C*Rc) Hz 因此改变C或者Rc的值就可以自由改变fc，但是若改变Rc的值，连低频的增益也变了，所以必须慎重考虑
高频增强电路（可以用在立体声音质控制和FM发射机的预加重电路）
也可以认为是高通滤波器，但是比截止频率低的没有截止，而比fc高的频率增益却增大（与高通滤波器稍有不同） 该电路在发射极上的电阻并联一个电容，使发射极的电阻具有频率特性fc=1/(2pi*C*Re) 改变发射极电阻和电容也可以改变截止频率，但是同上低通滤波器，改变Re会改变低频增益
140MHz频带调谐放大电路 仅对140MHz附近的信号进行选择放大；主要用在无线电收、发两用机和FM接收机的RF级
这个电路把集电极的电阻换成了LC并联谐振电路 在谐振频率为f0时，由外部看到的阻抗为无限大； 而在其它频率时，阻抗就变小 协调频率f0=1/(2pi*sqrt(LC))  Hz 该电路的基极偏执电压和发射极电流的设定方法与通常的共发射极放大电路相同