1、输入整流滤波单元 本设计电源的输入电压是50Hz交流电压85～265Vac，需要整流成直流再参与变换。最简单的方法是整流桥整流，50Hz交流电压经过全波整流后变成脉动直流电压，再通过输入滤波电容得到直流高压。 1)整流桥的选择 整流桥的主要参数有反向峰值电压VRR(V)，正向压降VF(V)，平均整流电流IF(A)，正向峰值浪涌电流IFSM(A)，最大反向漏电流IRM(μA)。 整流桥的反向击穿电压VRM应满足下式要求： VRM>1.25*1.4Vinmax 即1.25*1.4*265=450 V 应选耐压600V的整流桥 整流桥额定的有效值电流为IF，应当使IF≥3IRMS。计算IRMS的公式如下： IRMS= Is= P/η/Vs=2.5/0.75/110=30.3 mA 实际选用lA、600V的整流桥，以留出一定余量。 2)输入滤波电容器的选择 铝电解电容器的额定电压的1.3倍作为电容器的浪涌电压，工作电压高于160V时，是额定工作电压+50V作为浪涌电压，这是生产厂家保证的电压，可以允许在短时间内承受此电压。电容器处于浪涌电压时，电流会很大，如果时间太长，会爆开。 所以铝电容器应该选用额定电压稍高的，实际工作电压为标称额定电压的70~80%为宜，所以选用额定电压值为400V的铝电解电容。 由于模块电源体积的限制，在85～265Vac的输入范围内，前级储能铝电解电容的容值一般选取2倍于输出功率的值，即2.5*2=5，综上，铝电解电容的取值以4.7μF/400V为宜。 2、功率变压器的设计 1) 考虑到2.5W的输出功率实际很小，还有模块电源的体积限制。选择截面积足够而体积尽可能小的EPC13(Ae=12.5mm2)的铁氧体磁芯来完成功率的转换。 2) 计算ton 原边绕组开关管的最大导通时间对应在最低输出电压和最大负载时发生。 设D=ton/Ts=0.45 有：Ts=1/f=1*106/66*103=15.2 μs ton =D* Ts =0.45*15.2=6.84 μs 3) 计算最低直流输入电压 设电源在最低电压时输出最大负载，计算输入端的直流电压。对于单项交流整流用电容滤波，直流电压不会超过交流电压有效值的1.4倍也不小于1.2倍。现取1.3倍。 即：Vs=85*1.3=110 V 4) 选择工作时的磁通密度值 已知EPC13的中心柱磁路的有效面积Ae=12.5mm2，饱和磁感应强度在100℃时是390mT，则65%的饱和值： △Bac=390*0.65=250 mT。 5) 计算原边匝数 因为变压器输入电压是一个方波，一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系： Np=Vs *ton/ (△Bac * Ae ) 式中 Np—原边匝数 Vs—原边直流电压 ton—导通时间 Ae—磁芯有效面积 即： Np=Vs *ton/ (△Bac * Ae ) =110*6.84/(0.25*12.5)=240 匝 6) 计算副边匝数 输出电压5V，整流管压降0.5V，则副边绕组对应电压值为 Vo= 5+0.5=5.5V 原、副边绕组匝比为Vs*D/【Vo*(1-D)】=110*0.45/【5.5*(1-0.45)】=16.36 副边匝数Ns=240/16.36=14.7 匝，取整数15匝 7) 自供电绕组的匝数 根据VIOer12A芯片的资料，自供电电压取值为11V左右为宜， 则 Vf=15*(11+0.7)/(5+0.5)=31.9 匝，取整数32匝 8) 实际占空比及ton的计算 副边匝数取整数15则实际占空比为0.44， ton=15.2*0.44=6.69 μs 9) 原边电感量的计算 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。 设计电源工作在连续模式，这样开关管、线路的损耗都比较小，而且可以减轻输入输出电容的工作应力 设计电源工作在连续模式，由能量守恒，有下式： 1/2*(Ip1+Ip2)*D*Vs=P/η 连续模式设计，令Ip2=3Ip1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： Lp= D*Vs/(f*ΔIp) ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1; 根据设计要求，电源的效率为75%，则电源全周期Ts的平均输入电流Is为 Is=P/Vs=2.5/0.75/110=30.3 mA 则ton时间内的电流 Im=ΔIp =Is*Ts/ton=30.3*15.2/6.69=68.84 mA Ip1=Im/2=68.84/2=34.42 mA Ip2=3Ip1=3*34.42=103.26 mA ΔIp=Ip2-Ip1=103.26-34.42=68.84 mA 此电流等于ton时间内的电流变化量△i Lp=Vs*ton/△i=110*6.69/68.84=10.6 mH 10) 线径的取值 设导线的电流密度为15A/m2 原边电流Im=68.84m;副边电流Io=500mA;自供电绕组电流约几十个mA 根据计算得 0.08mm铜线可走电流75mA; 0.27mm铜线可走电流860 mA; 0.15mm铜线可走电流260 mA; 所以变压器Np、Ns、Nf三个绕组的线径分别取 0.08mm;0.27mm、0.15mm; 至此，功率电源变压器的主要参数设计完成。同时，在变压器的制作中还有一些工艺问题需要注意。 3、输出整流滤波单元 本设计电源的输出电压是5Vdc，需要先把变压器变换过来的低压方波整流成直流，然后用铝电解电容储能滤波。 由于整流的工作频率等于功率开关管的开关频率，必须使用具有快速恢复功能的肖特基整流二极管作为输出整流二极管。输出整流二极管的标称电流(IF)值应为输出直流电流额定值(Io)的3倍以上,即IF1>3Io，大于1.5A; 整流管的反向耐压值的计算 输入电压的最高值/匝比=265*1.3/16.36=25.8 V 依据此原则，输出整流二极管采用2A/40V的肖特基二极管为宜，反向耐压选择稍高，有利于降低整流管上的损耗。 而整流部分使用的铝电解电容不但容量要大，还要有较低的交流电阻，，否则就无法滤除电流中的高频交流电成分，同时要考虑铝电解电容的封装体积不能过大，所以选用标称值330μF/10V的铝电解电容。 为了降低输出纹波，在电源的输出端还要增加LC滤波单元，L取10μH左右的Ф4*7的小工字电感，C取100μF/10V的铝电解电容。 4、控制反馈单元 控制反馈电路采用‘电压基准源TL431+光电耦合器P521’组合作为参考、隔离、取样(电路图见附录二)。它可以将输出电压变化控制在±1%以内。 反馈电压由输出端取样。输出电压Vo通过分压电阻R63、R64获得取样电压后，与TL431中的2.5V基准电压进行比较并输出误差电压，然后通过光电耦合器改变VIPer12A芯片的控制端电流IFB，再通过改变PWM宽度来调节输出电压Vo,使其保持不变。光电耦合器的另一作用是对原、副边进行隔离。 自供电绕组的输出电压经D31、C32整流滤波后，可给光电耦合器中的三极管提供电压。 调整控制反馈单元的任务要确定R61、R62、R63及R64的值。该电路利用输出电压与TL431构成的基准电压比较，通过光电耦合器P521二极管-三极管的电流变化去控制VIPer12A芯片的FB端，从而改变PWM宽度，达到稳定输出电压的目的。 从VIPer12A的技术手册可知IFB的典型电流应在3mA，PWM会线性变化，因此光电耦合器P521三极管的电流Ice也应应在3mA左右。而Ice是受二极管电流If控制的，我们通过光电耦合器P521的Vce与If的关系曲线可以正确确定光电耦合器P521二极管正向电流If约为5mA。 再看电压基准源TL431的要求。从TL431的技术参数知，Vka在2.5V-37V变化时，Ik可以在从1mA到100mA以内很大范围里变化，一般选20mA即可，既可以稳定工作，又能提供一部分死负载。 确定了上面几个关系后，那几个电阻的值就好确定了。根据电压基准源TL431的性能，R63、R64、Vo、Vr有固定的关系： Vo=(1+ R63/R64) Vr 式中，Vo为输出电压，Vr为参考电压，Vr=2.50V，先取R64一个值，一般R64的取值为10kΩ，根据Vo的值就可以算出R63 R63=(Vo/ Vr-1)* R64=(5/2.5-1)* 10kΩ=10kΩ 再来确定R61和R62。由前所述，光电耦合器P521的If取5mA，先取R61的值为430Ω，则其上的压降为 Vr1=If* R61=5*430=2.2V 由光电耦合器P521技术手册知，其二极管的正向压降Vf典型值为1.1V，则可以确定R62上的压降 Vr3=Vr1+Vf=2.2+1.1=3.3 V 又知流过R62的电流Ir3=Ik-If，因此R62的值可以计算出来： R62= Vr3/ Ir3= (Vr1+Vf)/( Ik-If) =3.3/(20-5)=220Ω 根据以上计算得出结果： R61=430Ω、R62=220Ω、R63=10KΩ、R64=10KΩ