逆变器部分利用功率管寄生电容和并联电容，以及变压器的漏感实现软开关零电压移相控制(ZVS-PSP-WM)的方式。零电压开关是依靠功率开关管反并联二极管的导通实现功率器件零电压开通；通过功率谐振电容的充电过程来实现功率器件的零电压关断。
    在一个开关周期内，移相控制有12种开关模块，在分析之前，做出如下假设：
    (1)电路中所有的开关器件Z1～Z4和与其反并联二极管D1～D4均为理想开关器件；
    (2)所有的电感、电容为理想元件且不考虑线路的杂散电感值；
    (3)不考虑死区加入对逆变器工作的影响；
    (4)逆变器的输入电压为恒定电压源。
    移相控制逆变器的4个开关管驱动波形如图2所示。逆变器每个桥臂的2个功率管成180°互补导通，2个桥臂的导通角相差1个相位，即移相角。Z1，Z2为定相臂，Z3，Z4为移相臂。其中Z1和Z2分别先于Z3和Z4导通，移相角为φ，调节φ大小即可改变逆变器的输出电压，从而调节输出的正弦波电流幅值，使得输出功率可以调节。逆变器的工作过程中，功率开关管的导通和关断时间恒定。同一桥臂的两个开关管导通和关断，需要一定的延时时间，防止上下桥臂直通，保证开关管的安全。

2 控制策略
    下面对主电路控制策略的工作过程进行作进一步分析，逆变器在工作过程中，功率开关管的导通和关断时间恒定。导通顺序为Z1→Z4→ Z2→Z3，同一桥臂2个开关管的导通和关断，需要一定延时时间，防止上下桥臂直通，保证开关管的安全。
    PS-PWM功率控制的逆变电路在1个周期内的主要有以下几种工作模态，如图3所示。

(1)工作模式1[t0时刻](见图3(a))：在t0时刻，Z1和Z4同时导通，电流i的流向：Z1→R→L→C→Z4。
    (2)工作模式2[t0，t1](见图3(b))：在t0时刻关断Z1，电流i给C1充电，C3的电荷被抽走。C1的电压从零开始线性上升，C3的电压从E开始线性下降，Z1是ZVS关断。
    (3)工作模式3[t，t2](见图3(c))：t1时刻，C3的电压下降到零，D3自然开通，将Z3箝位在零，此时开通Z3，Z3是ZVS开通，此时Z3中没有电流流过。
    (4)工作模式4[t，t3](见图3(d))：在t2时刻关断Z4，电流i抽走C2的电荷，同时给C4充电。Z4的电压从零开始上升，Z4是ZVS关断。t3时刻，C4上的电压上升到E，即C2上电荷量为零时，D2自然导通。
    (5)工作模式5[t3，t4](见图3(e))：t3时刻，D2导通，将Z2箝位在零，此时Z2开通，因此Z2是ZVS开通。虽然Z2开通，但没有电流流过。t4时刻，D2，D3自然关断，Z2和Z3中将流过电流。
    (6)工作模式6[t4，t5](见图3(f))：在t4时刻，电流由正方向过零，并向负方向增加，电流i的流向：Z2→C→L→R→Z3。到t5时刻，Z3关断，逆变器开始另一半周期的工作，工作情况类似上述半个周期。

3 软件设计
    在此结合高性能DSP数字芯片设计了一种新颖的超声波电源控制系统，其整个系统硬件设计框图如图4所示。DSP采用TMS320LF2407A，外扩FLASH采用CY7C1021V33-122芯片，PWM为脉冲输出，分别由PWMl，PWM2，PWM3，PWM4引出，并经过集成驱动隔离送至IGBT，控制其导通与关闭。Iset为给定电路，Io，Id，Udt分别为负载电流、逆变器的直流输入电流和电压，将这3路信号分别送至各自的调理电路，经过调理送入DSP的A／D接口。如遇到外部故障，如过热等，向DSP发出中断请求，实施保护.

在此采用TMS320LF2407A来实现PS-PWM算法，利用其EV产生PWM控制信号。功率控制程序的作用是通过将从负载处检测到的电流值与功率设定量相比较，其差值通过数字PI控制算法进行处理，进而得到所需要调整的移相角度θ值，结果返回主程序影响比较单元1(CMPRl)的设定值。PS-PWM功率控制算法如图5所示。

5 结语
    由于传统开关管触发电路是由硬件实现脉冲移相控制的，其线路复杂，元件易老化，输出波形易发生不同程度的失真，使触发脉冲对称度受到很大影响。由微处理器构成的控制系统，能在满足精确性的前提下，实时、准确地完成控制任务，利用软件实现移相控制，可以大大改善触发脉冲的对称度，提高信号精度。在此采用DSP来实现功率的PS-PWM控制，通过改变移相角来实现较宽范围内的功率调节，且功率开关器件工作在软开关状态，使得系统效率极大地提高，更具灵活性，运行更加可靠.