在更详细地介绍各类滤波器的设计步骤前，部分在设计步骤中使用的各类滤波器的数值定义如下：

ΔIPP: 进入输出滤波器的峰峰值电流近似值。为方便计算，假定是正弦信号。数值取决于拓扑。对于降压转换器而言，它是电感中的峰峰值电流。对于升压转换器而言，它是开关B(通常是一个二极管)中的峰值电流。
ΔVRIPOUT : 转换器开关频率处的输出电压纹波近似值。
RESR: 所选输出电容的ESR。
FSW : 转换器开关频率。
CRIP: 输出电容的计算中，假定所有ΔIPP 流入其中。
ΔVTRANOUT: ISTEP施加于输出时，VOUT 的变化。
ISTEP:输出负载的瞬时变化。
TSTEP: 转换器对于输出负载瞬时变化的近似响应时间。
Fu: 转换器的交越频率。对于降压转换器而言，其值通常为FSW ⁄10。对于升压或降压/升压转换器而言，它通常位于右半平面零点(RHPZ)约1/3位置处。
最简单的滤波器类型为RC滤波器，如图3中基于低电流ADP161x升压设计的输出端所连接的那样。该滤波器具有低成本优势，无需阻尼。但是，由于功耗的原因，它仅对极低输出电流转换器有用。本文假定陶瓷电容具有较低ESR。

图3. 在输出端添加RC滤波器的ADP161x低输出电流升压转换器设计

RC二级输出滤波器设计步骤

第1步： C1根据以下条件选择：假设C1的输出纹波近似值可以忽略其余滤波器；5 mV p-p至20 mV p-p就是一个很好的选择。C1随后可通过公式1计算得出。


第2步：R可以根据功耗选择。R必须远大于RESR，电容和这个滤波器才能起作用。这将输出电流的范围限制在50 mA以下。

第3步：C2随后可通过公式2至公式6计算得出。A、a、b和c是简化计算的中间值，没有实际意义。这些公式假定R < />LOAD，且每个电容的ESR较小。这些都是很好的假设，引入的误差很小。C2应等于或大于C1。可调节第1步中的纹波，使其成为可能。


对于较高电流电源而言，将pi滤波器中的电阻以如图4中的电感代替是有好处的。这种配置提供了极佳的纹波和开关噪声抑制能力，并具有较低的功耗。问题在于，我们现在引入了一个额外的储能电路，它可能产生谐振。这就有可能导致振荡，使电源不稳定。因此，设计该滤波器的第一步是如何选择阻尼滤波器。图4显示了三种可行的阻尼技术。添加RFILT具有额外成本和尺寸增加较少的优势。阻尼电阻的损耗通常很少(甚至没有)，哪怕大电源情况下都很小。缺点是，它会降低电感的并联阻抗，从而大幅降低滤波器的有效性。第二种技术的优势是滤波器性能最大化。

如果需要采用全陶瓷设计，则RD可以是与陶瓷电容串联的分立式电阻。否则需使用具有高ESR且物理尺寸较大的电容。这个额外的电容(CD)会大幅增加设计的成本和尺寸。阻尼技术3看上去具有极大的优势，因为阻尼电容CE添加至输出端，它可能对瞬态响应和输出纹波性能有所助益。然而，这种技术成本最高，因为所需电容数量极大。此外，输出端相对而言较多的电容会降低滤波器谐振频率，进而减少转换器可实现的带宽——因此不建议使用第3种技术。对于ADIsimPower设计工具来说，我们采用第1种技术，因为它成本较低，且在自动化设计步骤中相对来说较为容易实现。

图4. 采用输出滤波器并突出多种不同阻尼技术的ADP1621

需注意的另一个问题是补偿。尽管这可能不符合直觉，但把滤波器放在反馈环路内部几乎一直都是更好的做法。这是因为，将其放在反馈环路内有助于在一定程度上抑制滤波器，消除直流负载偏移和滤波器的串联电阻，同时能提供更好的瞬态响应、更低的振铃。图5显示了一个升压转换器的波特图，其在输出端添加了LC滤波器输出。

图5. 输出端带LC滤波器的升压转换器

反馈在滤波器电感之前或之后获取。人们没有想到的是，哪怕滤波器不在反馈环路内部，开环波特图依然存在非常大的变化。由于控制环路无论滤波器是否在反馈环路中都会受影响，因此也应对其进行适当补偿。一般而言，这意味着将目标交越频率向下调整至不超过滤波器谐振频率(FRES)的五分之一到十分之一。

使用RC阻尼网络的LC滤波器设计步骤

第1步：正如之前的拓扑，选择C1，使其等于没有输出滤波器时的情况。10 mV p-p至100 mV p-p是个不错的开始，具体取决于最终目标输出纹波。C1随后可通过公式8计算得出。C1在这个拓扑中可以采用比之前拓扑更小的数值，因为滤波器效率更高。

第2步：在之前的拓扑中，选择数值为0.5 μH至2.2 μH的电感。对于500 kHz至1200 kHz的转换器而言，1 μH是一个很好的数值。

第3步：与前文相同，C2可以从公式16中选择，但RFILT应设为较大的值，比如1 MΩ，因为不会安装该元件。无论C1是否有额外的电容，它的值不变的原因是，为了提供良好的阻尼，RD会足够大，以至于CD不会过多地降低纹波。将C2设为C2、CBW和C1计算得出的最小值。此时回到第1步并调节C1上的纹波会很有用，这样计算得到的C2近似等于CBW和C1。

第4步：CD的值应当等于C1。理论上，使用更大的电容可以实现滤波器的更多抑制，但它不必要地增加了成本和尺寸，并且会降低转换器带宽。

第5步：RD可以通过公式17计算得出。FRES通过公式7计算得出，忽略CD。这是一个很好的近似，因为Rd通常足够大，从而CD几乎不影响滤波器谐振位置。


第6步：现在，CD和RD都已算出，可以使用带有串联电阻的陶瓷电容，或者选择带有大ESR的钽电容或类似电容来满足计算得出的规格。

第7步：选择实际的元件来匹配计算值时，注意需对任意陶瓷电容进行降低额定值处理，以便将直流偏置纳入考量中！

另一种滤波器技术是以铁氧体磁珠代替之前滤波器中的L。但是，这种方案有很多缺点，它限制了开关噪声滤波的有效性，而对开关纹波几乎没有好处。首先是饱和。铁氧体磁珠将在极低的偏置电流电平处饱和，这意味着铁氧体会比所有数据手册中零偏置曲线所表示的都要低得多。它可能依然需要抑制，因为它仍然是一个电感，因此会跟随输出电感谐振。但现在电感是一个变量，而且以大部分数据手册所能提供的极少量数据进行极差的特性化。由于这个原因，不建议使用铁氧体磁珠作为二级滤波器，但可以用在下游以进一步降低极高的频率噪声。

楼上提供了多种开关电源输出滤波器技术